Блок усилителя мощности

Р_{вых ок} = Р_{вых ном} / (h_тр × h_вфс×КБВ_н) Вт, (2.1)

где Р_{вых ном} – мощность на выходе усилителя, Вт;

h_тр – КПД трансформатора;

h_вфс – КПД выходной фильтрующей системы;

КБВ_н – КБВ в нагрузке.

Для расчёта  ориентировочно принимаем h_тр = 0.95, h_вфс = 0.95, КБВ в нагрузке берем для лучшего случая: КБВ_н = 0,9 (отражаемая мощность составляет не более двух процентов), в дальнейшем учтем влияние рассогласования на режим работы транзистора.

Р_{вых ок} = 1000 / (0.95×0.95×0.9) = 1230 Вт.

Найдем мощность, вырабатываемую одной двухтактной ячейкой:

Р_яч = Р_{вых ок} / 2= 1230 / 2 = 615 Вт, (2.2)

Далее определим мощность, вырабатываемую одним транзистором в составе двухтактной ячейки:

Р_1ном = Р_яч / 2 = 615 / 2 = 307,5 Вт

Зная мощность, которую должен обеспечить оконечный  каскад и напряжение питания (используется источник питания - 45 В), по справочнику [3] выбираем транзисторы MRF 157 для оконечного каскада. Для получения данной выходной мощности можно воспользоваться транзисторами типа MRF154, но они дают больший уровень комбинационных составляющих в выходном сигнале, то есть линейность усилителя будет хуже, что нам не подходит. По этому же справочнику находим мощность на входе транзистора, необходимую для получения заданного уровня выходной мощности на выходе оконечного каскада. Из характеристики приведенной в справочнике [3] видно, что на вход транзистора MRF 157 должна подаваться мощность Р_вх.1тр =4 Вт, для достижения на выходе  Р_1ном=307,5 Вт (рисунок 2.5).

Рисунок 2.5 - Зависимость выходной мощности транзистора MRF 157 от входной.

 На вход  оконечного каскада соответственно  должна подаваться мощность:

Р_{вх ок} = 4 × Р_вх.1тр = 4 × 4 = 16 Вт.

Найдем мощность, которую должен выдавать предварительный  каскад, с учетом ориентировочного КПД трансформатора:

Р_{вых пред} = Р_{вх ок} / КПД_тр Вт,  (2.3)

где Р_{вх ок} – мощность на входе оконечного каскада,

Р_{вых пред} =16 / 0,98 = 16,3 Вт. (2.4)

Определим мощность, на выходе одного транзистора:

P_тр = Р_{вых пред} / 2 = 16,3 / 2= 8,2 Вт. (2.5)

Руководствуясь  полученным значением Р_тр и перечнем разрешённых элементов, выбираем в качестве усилительных элементов предварительного каскада транзисторы MRF148. Из технических условий следует, что на вход разрабатываемого усилителя будет поступать сигнал, действующее напряжение которого равно 5 В, а так как входное сопротивление должно составлять 50 Ом, то мощность, поступающая на вход усилителя, будет равна 0,5 Вт.

Напряжение питания предварительного каскада выбираем 30 В, используем тот же источник питания, что и для оконечного каскада, и стабилизатор напряжения.

 

 

 

3. Расчет оконечного каскада

3.1       Выбор режима работы транзисторов

При усилении ОМ-колебаний  необходимо обеспечить главное требование - линейную зависимость амплитуды первой гармоники тока стока от амплитуды напряжения на затворе (в схеме с ОИ). Для этого транзистор должен работать в недонапряженном режиме с некоторым запасом (цель - не допустить перехода в перенапряженный режим) [6].

Теоретически  при работе двухтактного генератора в классе В (q=90°) четные гармоники компенсируются в выходном трансформаторе, а нечетные отсутствуют, так как равны нулю соответствующие коэффициенты разложения косинусоидального импульса. Формы токов на стоках транзисторов и на выходе усилителя показаны на рисунке 3.1 [4].

Однако вследствие нелинейности начального участка проходной  характеристики транзистора, усиливаемый сигнал искажается (рисунок 3.2). Искажения типа «ступеньки» можно скомпенсировать, увеличив угол отсечки (режим АВ). Ток одного плеча двухтактной схемы еще не успевает прекратиться, как открывается транзистор второго плеча и в нагрузке начинает протекать ток противоположного направления. «Затянутые» в начальной части полуволны токов стока взаимно компенсируются, и в нагрузке течет практически синусоидальный ток (рисунок 3.3).

Выбираем угол отсечки 120°, т.к. коэффициент Берга для первой гармоники принимает максимальное значение (рисунок 3.4), следовательно, амплитуда первой гармоники тока стока и выходная мощность максимальны. При этом КПД стоковой цепи уменьшится примерно на 15% по сравнению с классом В (рисунок 3.5).

 

 

Рисунок 3.1  Формы  токов  стоков транзисторов и в  нагрузке усилителя при θ = 90º при идеальной (линейной) проходной характеристике.

 

Рисунок 3.2  Формы  токов стоков транзисторов и в  нагрузке с учетом нелинейности  проходной  характеристики.

 

 

Рисунок 3.3  Компенсация  искажений типа «ступеньки» при работе транзисторов в классе АВ.

Рисунок 3.4  Зависимость  коэффициентов Берга от угла отсечки.

Рисунок 3.5  Зависимость  КПД стоковой цепи от угла отсечки.

3.2 Расчёт стоковой  цепи

Как уже отмечалось в  пункте 2.4, вырабатываемая мощность оконечного каскада равна 1230 Вт, мощность одной двухтактной ячейки – 615Вт, мощность транзистора – 308 Вт.

Расчет выполним  для одного транзистора MRF 157 в одном из плеч, по методике, изложенной в [5]. Напряжение питания оконечного каскада равно 45 В, но с учетом потерь в блокировочном дросселе и в проводах данное значение в расчетах уменьшают на 0,1…0,5 В.

Е_с = Е_п – 0,3=45 – 0,3=44,7 В. (3.1)

Выполним расчет стоковой цепи.

Находим амплитуду  первой гармоники напряжения U_с1 на стоке при работе транзистора в критическом режиме:

 (3.2)

где  - напряжение питания стоковой цепи, В;

- сопротивление насыщения транзистора, Ом;

- коэффициент Берга для первой гармоники;

- номинальная мощность одного транзистора, Вт.

Для обеспечения  недонапряженного режима задаемся несколько  меньшим значением амплитуды  напряжения первой гармоники:

 (3.3)

где  - амплитуда первой гармоники при критическом режиме.

Найдём максимальное напряжение на стоке:

 (3.4)

где  - напряжение питания стоковой цепи, В;

- максимальная амплитуда первой  гармоники в недонапряжённом режиме.

Теперь сравним  максимальное напряжение на стоке с  допустимым.

Максимальное допустимое напряжение сток – исток согласно справочным данным на транзистор:

Е_{си max доп} = 125 В.

Для обеспечения надежности принимается:

Е_{си доп} = 0,7× Е_{си max доп}=0,7× 125=87,5 В,

где 0,7- это максимально  допустимый коэффициент использования  элемента.

Допустимое  напряжение не превышает максимальное, значит можно продолжить расчет дальше.

Амплитуда первой гармоники тока стока:

 (3.5)

Постоянная  составляющая тока стока:

 (3.6)

где  , - коэффициенты разложения косинусоидального импульса для первой гармоники и постоянной составляющей;

- амплитуда первой гармоники  тока стока.

Максимальный  ток стока:

 (3.7)

Максимально допустимый ток стока по справочным данным на транзистор:

I_{с max доп} = 60 А.

Для обеспечения надежности принимается:

I_{с доп} = 0,7 ^. I_{с max доп} = 0,7 × 60 = 42 А,

I_{c max} = 30,8 А < I_{с доп} = 42 А

Мощность, потребляемая от источника питания:

 (3.8)

где  - напряжение питания стоковой цепи, В;

- постоянная составляющая тока  стока.

Коэффициент полезного действия стоковой цепи при номинальной нагрузке:

 (3.9)

где  - номинальная мощность одного транзистора, Вт;

- мощность, потребляемая от источника питания, Вт.

Максимальная  рассеиваемая мощность на стоке транзистора:

 (3.10)

где  - номинальная мощность одного транзистора, Вт;

- мощность, потребляемая от источника питания, Вт.

Номинальное сопротивление  стоковой нагрузки для одного транзистора  в составе двухтактной ячейки:

 (3.11)

где  - максимальная амплитуда первой гармоники, В;

- номинальная мощность одного транзистора, Ом.

3.3 Расчет входной цепи

Выполним расчет для одного транзистора MRF 157 в одном из плеч двухтактной ячейки, по методике, изложенной в [5].

Перед расчетом перечислим основные параметры транзистора, которые необходимы для расчета  входной цепи:

С_з-и = 1800 пФ входная емкость, или емкость затвор - исток транзистора,

С_си = 750 пФ выходная емкость или емкость сток - исток транзистора,

С_зс = 75 пФ проходная емкость или емкость затвор - сток транзистора.

Так как сопротивление  стока, истока, затвора и канала, а также индуктивности выводов не даны, то согласно [5] принимаем их равными нулю, а внутреннее сопротивление транзистора принимаем бесконечно большим.

Найдём амплитуду  переменного напряжения на канале:

                                                                  (3.12)

где  - ток первой гармоники, А;

- номинальное сопротивление  стоковой нагрузки, Ом;

- внутреннее сопротивление транзистора, Ом;

- крутизна транзистора (находится по справочнику [3]),

- коэффициент разложения синусоидального  импульса.

Учитывая то, что внутреннее сопротивление  в современных мощных полевых транзисторах всегда намного больше номинального нагрузочного , преобразуем формулу (3.12) к виду:

 (3.13)

Напряжение  смещения на затворе:

 (3.14)

где  - напряжение отсечки,

- переменное напряжение на  канале,

θ - угол отсечки сигнала.

Максимальное напряжение на затворе:

 (3.15)

Теперь сравним  максимальное напряжение на затворе  с допустимым.

Максимальное  допустимое напряжение затвор–исток согласно справочным данным на транзистор:

Е_{зи max доп} = 40 В.

Для обеспечения надежности принимается:

Е_{зи доп} = 0,7× Е_{зи  max доп}=0,7× 40=28 В,

Допустимое напряжение не превышает максимальное, значит можно продолжить расчет дальше.

Определим входное  сопротивление транзистора.

 На рисунке 3.6 изображена эквивалентная схема входного сопротивления транзистора. Отметим, что у полевых транзисторов индуктивная и резистивная составляющая близка к нулю, и поэтому ими можно пренебречь. Входная емкость согласно справочнику [3] равна 1800 пФ. Отсюда видно, что входное сопротивление полевого транзистора носит чисто емкостный характер.

Рисунок 3.6 - Эквивалентная схема входного сопротивления

Найдем мощность на входе транзистора, необходимую  для достижения заданной выходной мощности.

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок 3.7 – Частотная зависимость коэффициента передачи транзистора MRF 157.

По характеристикам  транзистора, приведенным в справочнике [3] и на рисунке 3.7, видно, что коэффициент усиления транзистора по мощности на верхней рабочей частоте 30 МГц составляет 21 дБ, то есть 126 раз. Значит для обеспечения требуемой выходной мощности, на вход транзистора должна поступать мощность равная 2,5 Вт.

При разработке широкополосного усилителя возникает  проблема неравномерности АЧХ. Одним  из источников этой проблемы является то, что с ростом частоты коэффициент усиления транзистора уменьшается. Решить данную проблему можно выравниванием коэффициента усиления, в диапазоне рабочих частот, с помощью цепей коррекции.

В связи с тем, что цепь коррекции для обоих плеч одинакова, то расчет проведем для цепи одного плеча. Цепь коррекции изображена на рисунке 3.8. Она состоит из двух частей: отрицательной обратной связи и входной цепи коррекции.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок 3.8 - Цепь коррекции АЧХ транзистора

Обратная связь  регулирует АЧХ транзистора за счет глубины обратной связи. То есть при увеличении уровня сигнала, увеличивается и напряжение обратной связи, уменьшая тем самым уровень входного воздействия.

Входное сопротивление  как уже отмечалось ранее, состоит  из емкости номиналом 1800 пФ. Посмотрим, как будет изменяться входное сопротивление транзистора в рабочем диапазоне частот. Данная характеристика рассчитывается по формуле 3.16 и приведена на рисунке 3.9.