Радиопередатчик ISM диапазона

Схема балансного фазового детектора показана на (рис.5).

Рисунок 5 – балансный фазовый детектор.

Такой детектор состоит из двух встречно включенных амплитудных детекторов, нагрузкой которых являются соответственно резисторы и конденсаторы R1, C1, R2, C2. При этом C1=C2=C и R1=R2=R.

Входное напряжение U_out(t) = U_mout cos(ω_out t + φ_out(t)) подводится к диодам D1 и D2 с помощью трансформатора Тр1, на выходе которого образуются два противофазных напряжения u₁’(t) = U_m1 cos(ω_out t + φ_out(t)) и u₁’’(t) = -U_m1 cos(ω_out t + φ_out (t)) с равной амплитудой U_m1. Напряжение u_ref(t) = U_mref cos(ω_out t + π/2) = U_mref sin(ω_out t) трансформируется с помощью трансформатора Тр2 в напряжение u₂(t) = U_m2 sin(ω_out t), которое синфазно подводится к диодам D1 и D2.

Амплитуды напряжений на диодах D1 и D2 могут быть рассчитаны по формулам:

 

 

Напряжение u_D1(t) и u_D2(t) на диодах D1 и D2 детектируется и создают на нагрузках детекторов с коэффициентами передачи К_АД1 и К_АД2 напряжение u_вых1(t) = К_АД1 и u_вых2(t) = К_{АД2. Так как напряжение на нагрузках диодов действует встречно, то результирующее напряжение при условии} К_АД1 = К_АД2 = К_АД.

 

Выходное  напряжение зависит от соотношения  амплитуд _{и . При выполнении условия выражения для амплитуд и напряжений упрощаются и преобре}тают вид:

 

 

Тогда

 

Выходное  напряжение не зависит от амплитуды  опорного колебания _{, линейно зависит от амплитуды сигнала и от изменения фазы} между напряжениями входного _{и опорного колебаний.}

Полученный сигнал ошибки дальше следует  на ФНЧ и ГУН для подстройки частоты эталонного генератора.

 

 

 

5. Расчет параметров фильтра низких частот

В качестве фильтра низких частот (ФНЧ) возьмем  петлевой фильтр (ПФ), представленный на (рис.6).

Рисунок 6 – петлевой фильтр.

RC-фильтр нижних частот служит для дополнительной фильтрации сигнала, поступающего с ФД.

Подключение дополнительного конденсатора С₀=0.8мкФ и резистора R₀=100Ом позволяет реализовать RC-звено ФНЧ с частотой среза:

 

Изодромным звеном условимся считать выходную цепь накачки заряда ФД, которая подсоединена к общей (земляной) шине через резистор R_из и конденсатор C_из. Изодромное звено можно «нагрузить» дополнительным ФНЧ. Следует лишь проследить за тем, чтобы сопротивление R1 превышало значение R_из не менее чем в 3...5 раз. Ошибка расчёта при этом не превысит 4...10%. Отметим, что при определении постоянных времени T_из изодромного звена и T_д ФД под ёмкостью C_из следует понимать сумму емкостей, подключенных к выходу ФД. Считая, что рассчитаем дифференциальное звено с частотой среза :

 

 

 

 

Подавление RC-фильтром помех с частотой сравнения составит:

 

где n=3, согласно (рис.7).

Рисунок 7 –  ЛАХ астатического кольца с частотой среза .

Коэффициент передачи RC-ФНЧ вычисляется по формуле:

 

Фильтрация помех в импульсном кольце ФАП прекращается на половинной частоте сравнения.

При таком  подходе устойчивость кольца АФАП гарантирована. Полученные в результате расчёта результаты достаточны для получения представления об основных параметрах проектируемого кольца.

 

 

 

 

6. Расчет параметров генератора управляемого напряжением

Рассмотрим принцип действия генератора. При подключении напряжения питания  операционных усилителей (0 и 10В) и некоторого входного напряжения (в обусловленных  пределах) на выходе второго операционного  усилителя устанавливается напряжение насыщения (под действием положительной  обратной связи), которое в соответствии с напряжением питания может  быть либо 1В, либо 9В (назовем эти уровни наименьшем и наибольшем выходным напряжением). Какое именно из этих напряжений установится, зависит от начального шумового дифференциального напряжения на входе второго операционного усилителя. Транзистор VT1 является полевым транзистором с изолированным затвором и встроенным каналом n-типа. Его передаточная характеристика (зависимость тока стока от напряжения между истоком и затвором) представляет собой правую ветвь параболы, ветви которой направлены вверх, а вершина лежит на горизонтальной оси левее начала координат.

Рисунок 8 - примерное изображение передаточной характеристики транзистора VT1.

Учитывая то, что транзистор работает в пентодной области (т. е. всегда насыщен), получаем, что ток стока  зависит только от напряжения на выходе второго операционного усилителя, а, следовательно, может принимать два значения, соответствующие наименьшему и наибольшему напряжением на затворе.

С другой стороны поданное на вход схемы напряжение делится резистивным  делителем R2/R3 и попадает на неинвертирующий вход первого операционного усилителя, который подобран так, чтобы при заданный условиях задачи он не смог перейти в режим насыщения. Учитывая этот факт и наличие отрицательной обратной связи по принципу виртуального нуля потенциалы на входах равны. В таком случае на инвертирующем входе первого операционного усилителя устанавливается некоторое положительное напряжение, меньшее по величине, чем входное напряжение схемы, и равное напряжению на ненвертирующем входе. На концах резистора R1 возникает разность потенциалов, вызывающая ток через него. По принципу бесконечно большого входного сопротивления в операционный усилитель ток втекать не может. Ток резистора R1 выбирается так, что бы он находился между двух значения тока через транзистор, оговоренных выше. Учитывая, что конденсатор не может изменить свой заряд мгновенно, на правой его обкладке будут такой же потенциал, как на левой. Этот начальный потенциал должен быть больше чем потенциал на неинвертирующем входе второго операционного усилителя при наибольшем напряжении на его выходе для обеспечения работы генератора. В результате, какое бы не было напряжение на выходе схемы, под действием положительной обратной связи второй операционный усилитель за крайне короткий промежуток времени переводит его в наименьшее. На неинвертирующем входе устанавливается нижнее пороговое напряжение. Соответствующий ему ток через транзистор, как оговорено выше, меньше тока резистора R1, поэтому остальная часть тока протекает через конденсатор, заряжая его, и тем самым уменьшая потенциал на его правой обкладке, и втекает во вход первого операционного усилителя. Когда напряжение на инвертирующем входе второго операционного усилителя становится меньше нижнего порогового, под действие положительной обратной связи усилитель меняет напряжение на выходе на наибольшее. В результате ток через транзистор увеличивается, становится больше тока резистора R1. Остальная часть тока протекает через конденсатор, постепенно разряжая его. Аналогично, когда напряжение на инвертирующем входе второго операционного усилителя становится выше верхнего порогового (соответствующего наибольшему напряжению на его выходе), под действие положительной обратной связи усилитель меняет напряжение на выходе на наименьшее. В результате на выходе появляется последовательность прямоугольных импульсов.

Рисунок 9 – диаграммы напряжения на выходах  операционных усилителей.

 

Рисунок 10 – принципиальная схема  генератора прямоугольных импульсов, управляемого напряжением.

Поскольку входное напряжение от 0 до 10В, то напряжение Uси на транзисторе должно составлять единицы вольт (4..7В). Это значение характерно для маломощных транзисторов. В качестве напряжения питания операционных усилителей возьмем 0 и 10В. Следовательно, напряжение на выходе операционных усилителей может изменяться 1 до 9В. Это напряжение подается на затвор транзистора. Для нормальной работы генератора зададим ток через транзистор в пределах от 1 до 5мА. Найдем предельно допустимую мощность транзистора:

Pдоп_max_vt3 < Iс_max * Uси = 5мА * 10В = 50мВт

Выбор основных электронных компонентов и значения параметров:

Uвх=10В; fмакс=928МГц; fмин=902МГц; Rн =2кОм; Um вых=Uвых нас

1. Полевой  транзистор VT1: 2П310Б.

Его параметры:

• Максимально допустимая постоянно рассеиваемая мощность = 80мВт.
• Температура окружающей среды = 25 °С .
• Максимально допустимое напряжение сток- исток = 8В.
• Максимально допустимое напряжение затвор- исток = 10В.
• Максимально допустимое напряжение затвор- сток = 10В
• Максимально допустимый ток стока = 20мА.
• Максимально допустимая температура окружающей среды = 125°С.
• Ток утечки затвора = 3нА.
• Крутизна характеристики = 3..6.
• Начальный ток стока = 1 мА.
• Частота = 1000МГц.

 

2. Операционные  усилители: КР1426УД1

Параметры:

• Напряжение источника питания: 0 и 10В.
• Напряжение смещения нуля = 0.8мВ.
• Входной ток = 3нА.
• Коэффициент усиления по напряжению = 94дБ.
• Скорость нарастания выходного напряжения = 0.7В/мкс
• Входное сопротивление = 6МОм.
• Потребляемая мощность = 120мВт.
• Ширина полосы пропускания = 1МГц.
• Корпус: DIP14

Детальный расчет принципиальной схемы.

Учитывая, что напряжение на выходе схемы изменяется от 1В до 9В, зная сопротивление нагрузки (2кОм), найдем максимальный ток через  нее:

Поскольку входной ток операционного усилителя (3нА) и ток утечки затвора (3нА) очень  малы, то для устойчивого функционирования схемы зададим сопротивления R6 и R7 такими, чтобы ток через них был равен току нагрузки, а значения пороговых напряжений были в два раза меньше соответствующих напряжений на выходе. Для этого R6=R7 и R6+R7=Rн. Отсюда получаем:

Найдем значения пороговых напряжений:

Графический расчет полевого транзистора  VT1.

По заданным в справочнике параметрам:

Iст=1мА; Uзи=10В; Iс=5мА.

Составим уравнение параболы:

, где .

Найдем тока транзистора соответствующие  наименьшему и наибольшему напряжению на выходе (здесь и в дальнейшем, если не указаны единицы измерения, то подразумеваются единицы системы  СИ):

 

Очевидно, что для равности длительности самих импульсов и длительность времени между ними ток через конденсатор при его зарядке и разрядке должен быть одинаковым. Очевидно, что:

IR1=IR4+IC=const,

тогда IR4min+IC=IR4max-IC = >IC = (IR4min+IR4max)/2 =>

Найдем ток  через резистор R1:

 

Так как напряжение, необходимое  для выхода транзистора из области  насыщения 5В, то пусть на входах первого  операционного усилителя будет  напряжение по 6В (в точке l на схеме) и ток через делитель R2/R3 будет такой же, как через резистор R1. Тогда найдем сопротивление резисторов R1,R2 и R3:

Составим функцию изменения  напряжения в точке a:

При IC =IR1-IR4; IC =-dq/dt; где заряд конденсатора q=C*(Ua-Ul). Поскольку IR1=(Uвх-Ul)/R1, то Ua=Ul-(Uвх-Ul-IR4*R1)*t/R1*C. За некоторое время dT напряжение изменяется на dUa.

dUa=-(Uвх-Ul-IR48R1)*dT/R1*C.

Из полученной формулы найдем значение емкости при конкретных значениях dT=0.539нс (пол-периода при f=928МГц) и dUa=Uпв-Uпн:

 

т.е. С=0.2156нФ.

Конденсатор К53-1. Его параметр: номинальное напряжение = 10В. Резистор R5 выберем достаточно большим, чтобы через него тек пренебрежительно малый ток. R5=Uпв/1мкВ=9 Мом. Т.к. для нормальной работы транзистора нужно Uси=5, то UR4<=Ul-Uси, т.е. UR4<=1В.

R4=UR4/IR4max=200Ом.

Подсчет рассеиваемых мощностей на резисторах:

P = I2 * R;

PR1 = (0.002862)2 * 1400 = 11мВт;

PR2 = (0.002862)2 * 1400 = 11мВт;

PR3 = (0.002862)2 * 2100 = 17мВт;

PR4 = (0.001262)2 * 200 = 4мВт;

PR5 = (0.001)2 *9 = 9мкВт;

PR6 = (0.0045)2 * 1000 = 20мВт;

PR7 = (0.0045)2 * 1000 = 20мВт.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

7. Расчет схемы амплитудного модулятора 

Модулятор – это каскад радиопередатчика, в котором осуществляется модуляция  высокочастотных колебаний в  соответствии с передаваемым сообщением. Как известно, модуляцией в радиотехнике называют процесс управления одним  из параметров высокочастотного колебания.

, где  – амплитуда, – частота, – начальная фаза, – мгновенная фаза колебания.

Изменяя с  помощью управляющего НЧ сигнала  амплитуду, получим амплитудную модуляцию.

Функциональная  схема модулятора изображена на (рис.9). Преобразование спектра, которое происходит при модуляции, возможно в нелинейных системах либо в линейных системах с переменными параметрами.

Рисунок 11 – функциональная схема модулятора.

 

 

Рисунок 12 – принципиальная электрическая схема амплитудного модулятора при модуляции напряжением питания.

7.1 Расчет амплитудного модулятора

Расчёт будем производить на максимальной рабочей частоте fрм=928МГц, при P1=240мВт. Выбираем транзистор максимально допустимой рассеиваемой мощности Pдоп того же порядка, что и P1, например, КТ610А, для которого Pдоп=1Вт.

 Для расчёта  необходимо знать следующие параметры  транзистора: Iкдоп=0.3А, Uкдоп=26В, Uбдоп=4В, Pдоп=1Вт, В=20, Ск=4.1пФ, Сэ= 21пФ, f_t=1000Мгц, Sгр=2А/В, Uотс=0,6В, Lб=3.1нГн, Lэ=1.28нГн.

Учитывая  условие Еп£Uкдоп/2, выбираем Еп=6В и угол отсечки Θ=180^o:

 

 

Теперь находим , :

 

 

 

 

 

Напряжённость граничного режима:

 

Амплитуда первой гармоники напряжения на коллекторе, Uк1:

 

Амплитуда первой гармоники коллекторного  тока, Iк1:

 

Постоянная  составляющая коллекторного тока, Iко:

 

Выходная  мощность, P₁:

 

Мощность, потребляемая от источника питания, Р₀:

 

Мощность, рассеиваемая в АЭ:

 

КПД усилителя:

 

Амплитуда заряда управляющего заряда на суммарной  емкости эмиттерного перехода:

 

Минимальное мгновенное напряжение на эмитерном переходе:

 

Постоянная  составляющая напряжения на эмитерном  переходе, Uэпо:

 

Сопротивление нагрузки транзистора:

 

Коэффициент увеличения входной емкости (эквивалентное  увеличение входной емкости происходит при учете влияния  С_к) χ:

 

Амплитуда первой гармоники суммарного тока базы с  учётом тока ёмкости Ск:

 

Сопротивление корректирующего резистора, Rз:

 

Часть входной  мощности, потребляемой в Rз:

 

 

Входное сопротивление:

 

Входная мощность, проходящая через L_э в нагрузку, Pвх2:

 

Входная мощность:

 

Коэффициент усиления транзистора:

 

Входная индуктивность транзистора, Lвх:

 

Входная емкость транзистора, Cвх:

 

Усредненное за период колебаний сопротивление  коррекции, Rпар:

7.2 Расчет цепи питания

Цепь питания  содержит источник постоянного напряжения Еп и блокировочные элементы. Благодаря Сбл и Lбл исключаются потери мощности высокой частоты в источнике питания, устраняется нежелательная связь между каскадами передатчика через источник питания. Разделительная Ср в параллельной схеме нужна для развязки по постоянному току активных элементов данного и последующего каскада. Блокировочные и разделительные элементы не должны влиять на режим работы АЭ по переменному току.