Электронные трасформаторы на основе высокочастотных структур с переключаемыми конденсаторами для автономных систем электроснабжения

Важное свойство предлагаемых структур состоит в том, что благодаря введению во входную и выходную цепи ДПМ(~) реакторов , а также конденсатора в контур нагрузки, все двунаправленные ключи, входящие в их состав, работают в режиме мягкой коммутации. Мягкая коммутация практически устраняет динамические потери в указанных ключах, вследствие чего, рассматриваемые ЭСТ имеют высокий КПД.

С другой стороны мягкая коммутация позволяет в несколько раз увеличить частоту преобразования ключей в ДПМ(~), и тем самым значительно улучшить удельные массообъемные показатели ЭСТ за счет пропорционального снижения величин емкостей и индуктивностей его СЦ, определяемых по формулам (1),(2).

Кроме того, при коэффициенте преобразования используемых ДПМ(~) , все двунаправленные ключи выбираются одинаковыми, т.к. их токи и напряжения соответственно в открытом и закрытом состояниях совпадают по форме и величине. При этом максимальные напряжения на указанных ключах в закрытом состоянии равны амплитудному напряжению сети .

 

Рис.1. 2. Временные диаграммы, поясняющие работу однотактных повышающего и понижающего ЭСТ

Для улучшения массообъемных и энергетических показателей, а также входных и выходных характеристик целесообразно применить многотактные ЭСТ (рис.3). На рис. 4. даны временные диаграммы, поясняющие работу трехтактного ЭСТ. Особенность работы k–тактных ЭСТ в том, что работа отдельных ДПМ(~) равномерно распределена по периоду частоты преобразования , т.е. происходит со сдвигом друг относительно друга на время

Рис. 1.3. Структурные схемы двух и трехтактного повышающих ЭСТ

Рис.1. 4. Временные диаграммы, поясняющие работу трехтактного повышающего и понижающего ЭСТ

Достоинство многотактного ЭСТ заключается в резком снижении коэффициента гармоник входного тока , особенно при k=3, за счет увеличения частоты его пульсации до значения 

Величины емкости и индуктивности конденсаторов и реакторов всех ДПМ(~) в составе СЦ многотактного повышающего ЭСТ, обеспечивающие резонанс на высокой частоте преобразования , не зависят от числа конденсаторов – N и определяются выражениями

,    (1)

– максимальное действующее значение тока нагрузки ЭСТ,

- допустимая относительная пульсация  напряжения на конденсаторах  в ДПМ(~).

Для понижающего ЭСТ параметры этих элементов, зависят от и вычисляются по формулам

.   (2)

Сравнение (1) и (2) показывает, что при одинаковых понижающий ЭСТ способен отдать в нагрузку ток превышающий ток нагрузки повышающего ЭСТ в (N+1) раз. Это означает, что так же, как и обычный силовой трансформатор ЭСТ имеет одинаковую мощность при работе в обоих направлениях.

Моделирование электрических процессов в ЭСТ показывает, что для любых значений k низкочастотные (на частоте сети) огибающие токов сети и нагрузки совпадают по форме и фазе, отличаясь амплитудой в раз, что соответствует эквивалентной схеме рис.5.

Поскольку фазы напряжений и также совпадают, то это означает, что фазовый сдвиг между и первой гармоникой и, следовательно, коэффициент мощности входной цепи ЭСТ равный [3], определяется фазой комплексного сопротивления контура нагрузки .

Это означает, что максимальное значение достигается при , т.е. на резонансной частоте контура нагрузки, определяемой выражением

                        .            (3)

 

Рис.1. 5. Эквивалентная схема и временные диаграммы огибающих входного и выходного  токов ЭСТ

 

 

Отсюда легко получить выражение для определения величины емкости контура нагрузки, обеспечивающей максимум коэффициента мощности входной цепи ЭСТ

.     (4)

Интересно отметить, что ввиду сравнительно низкой добротности контура нагрузки, максимум функции входного коэффициента мощности , не является ярко выраженным, т.е. допускает уменьшение величины без заметного ухудшения энергетических характеристик ЭСТ рис.6. Уменьшение номинала позволяет существенно снизить габариты ЭСТ. При этом, темпы снижения величины емкости возрастают с увеличением числа тактов преобразования ЭСТ – k . Из графика видно, что если для k=1 заметного уменьшения не наблюдается при снижении емкости с 170 мкФ до 150мкФ, то уже при k=2 её можно уменьшить до величины 90 мкФ, а в трехтактном ЭСТ до 50 мкФ.

Кроме того, графики рис.6 наглядно показывают преимущество двух и трехтактных ЭСТ по сравнению с однотактным (k=1) по КПД (г), коэффициентам мощности (б) и гармоник входного тока (в), а также виду нагрузочной характеристики (а).

Рис.1.6. Технические характеристики одно, двух и трехтактных ЭСТ

 

При создании систем стабилизации сетевого напряжения необходимы регулируемые ЭСТ. Максимальный КПД и минимальный коэффициент гармоник выходного напряжения достигается регулировкой выходного напряжения по принципу многозонной широтно- импульсной модуляции (ШИМ) [7]. Силовая цепь регулируемого двухтактного ЭСТ отличается от схемы рис.3 отсутствием конденсатора и алгоритмом управления зарядных VT(1-2) и разрядных VT(2-2) двунаправленных транзисторных ключей в ДПМ 1(~) и ДПМ 2(~). Регулировка выходного напряжения осуществляется ШИМ сигналов управления коммутацией разрядных ключей VT(2-2). При этом многозонная ШИМ достигается дополнительным инверсным управлением коммутацией зарядных ключей VT(1-2). Алгоритм управления ключами ДПМ1(~) и ДПМ2(~) определен соответствующими матрицами управления (5).

                                                 

 

 

                                ДПМ1(~)                            ДПМ2(~)

                    (5)

Здесь

- управляющий  сигнал - последовательность управляющих импульсов длительностью следующих с частотой ;

- управляющий сигнал - инвертированный сигнал ;

- управляющий сигнал  - сигнал X регулируемый по длительности от до ;                             

 - управляющий сигнал - инвертированный сигнал ;

- управляющий сигнал  - задержанный на время сигнал ;

- управляющий сигнал  - инвертированный сигнал .

Регулировочные характеристики двухтактного регулируемого ЭСТ приведены на рис.7.

     

   Рис.1.7.Регулировочные характеристики двухтактного регулируемого ЭСТ

 

 ПОНЯТИЕ  О ВХОДНОМ КОЭФФИЦИЕНТЕ МОЩНОСТИ

Факторы, влияющие на входной коэффициент мощности

Назначение выпрямительного устройства состоит в преобразовании переменного напряжения питающей сети в постоянное, которое используется для питания всевозможных электронных устройств. Как уже отмечалось, преобразование электрической энергии осуществляется с помощью резко нелинейных элементов – вентилей, которые могут находиться только в одном из двух состояний - включенном (проводящем) или выключенном (запертом). В результате как потребление энергии из питающей сети, так и передача ее на выходе потребителю происходит дискретно, что приводит к снижению качества преобразуемой и преобразованной электроэнергии. Для ослабления и сглаживания последствий дискретности процесса преобразования энергии, для уменьшения переменных составляющих предназначены фильтры на входе и выходе вентильной ячейки.

Для выпрямителей принципиальное значение имеет характер нагрузки, включенной на выходе, т.е. схема сглаживающего фильтра. Наличие сглаживающего фильтра оказывает значительное влияние на режим работы выпрямителя и его элементов, т.к. наличие переменной составляющей в большинстве случаев является нежелательным. Накопление (запасание) мощности можно осуществить лишь в реактивных элементах – катушках индуктивности или конденсаторах, которые оказывают соответственно большое и малое сопротивления переменному току и, наоборот, для постоянного тока. В итоге фильтр пропускает с малым ослаблением постоянную составляющую и с большим ослаблением переменную составляющую. Чем больше индуктивность L или емкость C, тем пульсации меньше, ток в нагрузке получается более сглаженным.

Включением конденсатора можно создать самостоятельную цепь протекания тока, обусловленную переменной составляющей выпрямленного напряжения, минуя цепь нагрузки. Т.к. сопротивление конденсатора переменному току малó, то его переменная составляющая в основном идет в ветвь конденсатора, падение напряжения на конденсаторе от переменной составляющей тока также малό, обеспечивая тем самым уменьшение пульсаций напряжения на нагрузке.

При работе устройства от сети переменного тока важно знать характер потребляемой им мощности. Наиболее благоприятным режимом является потребление только активной мощности. Это означает, что при синусоидальном напряжении сети потребляемый ток также синусоидален и не имеет фазового сдвига относительно питающего напряжения.

 

Способы коррекции входного коэффициента мощности

В настоящее время наиболее популярным методом коррекции входного коэффициента мощности стал метод активной высокочастотной коррекции. В данном случае переключение элементов, регулирующих потоки мощности, осуществляется с частотой много большей, чем частота питающей сети, по синусоидальному закону с частотой, равной частоте напряжения питающей сети. Тогда, при условии постоянства напряжения на выходе моста, на входе образуется широтно-модулированная последовательность импульсов. Это позволяет обеспечить синусоидальный входной ток, совпадающий по фазе с питающим напряжением, при существенно лучших весогабаритных показателях системы в целом.

Для повышения входного коэффициента мощности используют так называемые корректоры входного коэффициента мощности (Power Factor Corrector - PFC (KKM)), которые располагаются между выпрямителем и емкостным фильтром. . Сформировать на входе выпрямителя синусоидальный ток можно с помощью одной из распространенных схем преобразователей постоянного напряжения  в постоянное, силовая часть которых изображена на рис. 1.5

Рис. 1.8. Схемы преобразователей постоянного напряжения в постоянное:

а) понижающий; б) повышающий;

 

Широтно-импульсные преобразователи постоянного напряжения преобразовывают постоянное напряжение в импульсное, среднее значение которого (т.е. его постоянную составляющую, выделяемую в нагрузке фильтрами) можно регулировать.

Эти схемы используются в качестве корректоров коэффициента мощности, если их расположить между мостовым выпрямителем и фильтрующим конденсатором, и с помощью системы управления управлять ключом  K.

В первой схеме (рис. 1.8, а) при замкнутом ключе K от источника питания в нагрузку протекает ток, при этом и в индуктивности L запасается энергия. Диод D обеспечивает непрерывную подачу мощности в нагрузку. На интервале разомкнутого состояния ключа K связь выходной цепи с источником питания отсутствует, однако ток через нагрузку продолжает протекать за счет энергии, запасенной в магнитном поле катушки индуктивности L на предыдущем интервале. Только замыкается теперь он через диод. В результате ток нагрузки получается сглаженным. Приведенная на рис. 1.8, а схема понижает преобразуемое напряжение (Buck Converter) и по этой причине не может быть эффективно использована в качестве корректора коэффициента мощности.

В схеме на рис. 1.8, б на первом интервале, когда ключ замкнут, ток в накопительном дросселе L нарастает и в нем запасается энергия, отбираемая от источника входного напряжения UВХ. На втором интервале, когда ключ K  разомкнут, источник питания через дроссель L и диод D подключается на выход схемы. При этом в нагрузку передается энергия не только от источника питания, но и энергия, запасенная в реакторе на предыдущем интервале. Выходное напряжение преобразователя по этой причине оказывается по величине больше, чем напряжение источника питания (Boost Converter). Схема, повышающая преобразуемое напряжение и имеющая UВЫХ > UВХ, может реализовать функции корректора коэффициента мощности.

Схема повышающего преобразователя постоянного напряжения успешно используется в качестве корректора коэффициента мощности в ключевых источниках вторичного электропитания мощностью до 2кВт.

Осуществив широтно-импульсную модуляцию импульсов управления  силовым ключом К, можно сформировать кривую входного тока выпрямителя пилообразной квазисинусоидальной формы. Ток при этом может быть как прерывистым (рис. 1.9), так и непрерывным (рис. 1.1.1.).

Рис. 1.9. Прерывистый режим тока. 

 

Рис. 1.1.1. Непрерывный режим тока.

 

В каждом высокочастотном цикле ток имеет треугольную форму, а его усредненное значение за период напряжения питающей сети пропорционально среднему значению выпрямленного напряжения. Таким образом, модулируя соответствующим образом длительность проводящего состояния ключа с частотой, во много раз превышающей частоту питающего напряжения, можно сформировать практически синусоидальные полуволны тока, синфазные с напряжением.

Все это способствует улучшению качества потребляемого тока, уменьшению гармонических искажений и, как результат, повышению входного коэффициента мощности.

Автономная система электроснабжения

Главные требования при проектировании автономных систем энергоснабжения (АСЭ) – малые габариты, высокий КПД и низкий уровень создаваемых импульсных помех. КПД Современных устройств  преобразования электрической энергии – классических высокочастотных широтно-импульсных инверторов и DC-DC преобразователей, для автономных систем энергоснабжения, близок к достижению своего максимально предельного значения. Дальнейшее увеличение КПД на несколько процентов может быть достигнуто снижением коммутационных потерь мощности в силовых ключах применением резонансных методов, обеспечивающих режим их мягкой коммутации, а также уменьшением динамических перепадов напряжения при  переходе из режима отсечки в насыщение. Снижение уровня импульсных помех достигается разумной децентрализацией в сочетании с многотактным режимом работы используемых преобразователей